Design of Pulse Power Supply for Accelerator Based on Floating Topology

兰州重离子加速器冷却储存环(HIRFL-CSR)是我国规模最大、加速离子种类最多、能量最高的重离子研究装置，其单周期运行时间为25 s，主要技术指标达到国际先进水平^[1]。但离子加速器的发展史，是一部不断追求更高能量、更高束流品质和更高束流传输效率的历史。加速器的发展必然推动其组成子系统技术的进一步的发展。励磁电源作为加速器系统的一个重要组成部分，也向着更大电流、更高电压、更高精度、更快响应的方向发展。目前，重离子同步加速器为提高束流传输效率，运行周期急剧缩短^[2]，电流变化率也从数百安培每秒变为数千至数万安培每秒。由中国科学院近代物理研究所承建的国家“十二五”强流重离子加速器(HIAF)项目，运行周期将提升至3 Hz，电流上升速率进一步提高；快电流上升速率下的高精度要求，对电源设计提出了诸多挑战。

目前，重离子加速器脉冲电源通常为数字开关电源，采用前级整流加后级斩波的拓扑结构^[3-5]，其磁铁负载为阻感负载，其典型的输出电流波形如图1所示。在加速器电源中，无功功率定义为无功类设备与电网进行能量交换的瞬时功率最大值。在传统的脉冲电源设计中，快电流上升速率使得不控整流前级需要从电网吸收大量的无功，对其造成周期性强冲击；而下降段磁铁负载回馈的能量需要通过制动电阻消耗掉，造成了能源的浪费。同时，运行周期的缩短，要求电源具有高动态响应的同时满足高精度、低电流纹波等要求，通常后级需采用H桥级联多电平拓扑和移相倍频控制方式。

如图2(a)所示，在常规设计中，H桥级联多电平拓扑实现了高动态响应以及高精度，但每个功率单元都需要一个整流前级，极大地增加电源的体积和生产成本；上海先进质子治疗装置(SAPT)存在基于电容储能的类似电源拓扑^[6]，如图2(b)所示，通过控制直流电容电压实现了无功功率在负载和电容之间的循环，可以很好地解决电源对电网的冲击，并实现对无功能量的重复利用，为一种快速率脉冲电源的可行方案；中国散裂中子源(CSNS)的注入脉冲电源采用了怀特串联谐振电路拓扑^[7]，如图2(c)所示，利用谐振使无功能量在磁铁和储能元件之间转换，也可以解决电源对电网冲击和无功重复利用问题，但只能输出固定波形的脉冲电流，不适用于重离子加速器脉冲电流波形可变的情况。

为解决重离子电源大量无功重复利用的问题，同时，为满足新一代强流重离子加速器电源极快电流上升率下的高精度需要，本文研究了一种悬浮型加速器脉冲电源拓扑^[8-10]及其控制策略，并进行了相关验证工作。本文将在第2节中介绍悬浮拓扑结构，第3节设计控制策略，第4节利用Plecs进行仿真验证，第5节给出样机实测结果，最后是总结与展望。

电源主电路拓扑如图3所示，悬浮拓扑结构是由一个带前级整流的H桥和一个无前级整流的H桥串联构成：无前级整流的H桥称为“悬浮模块”，带前级整流的H桥称为“主模块”。图中，C₁和C₂为储能电容，其将被控制平衡磁铁电感无功，使得脉冲电源只补充负载电阻消耗的能量，以减小其对电网的冲击；同时，后级两个H桥可实现级联多电平输出，并采用移相调制策略，提升电源动态性能并降低输出电流纹波。

在图1中，T1-T2段为脉冲电流的上升段和平顶段，此段主模块和悬浮模块同时放电，使输出电流满足加速器运行需求，放电时电流回路如图4(a)所示；T2-T3段为脉冲电流的下降段，由于负载大电感的存在，此段电感存储的能量将回馈至直流侧，电感反馈能量向两个模块储能电容充电，反向充电时，电流回路如图4(b)所示。整个波形周期工作目标为实现无功能量在储能电容和磁铁电感之间的交互，前级整流环节只补充功率器件、线缆及磁铁电阻等损耗的能量。

在加速器电源的实际运行中，输出电流的稳定性关乎约束磁场的稳定性，从而对粒子束运行轨迹的稳定性产生决定性作用^[11]。因此，总体采用输出电流作为被控量的电流闭环控制，将电流参考和输出电流送入总的电流环闭环调节后可得到悬浮模块和主模块需要产生的总电压${V}_{\mathrm{ref}} $；为确保两个模块能够在放电阶段共同放电使输出电流满足需求，并且在下降段结束时能够将悬浮模块的母线电压充电到初始值，必须通过电压分配算法将总参考输出电压$ {V}_{\mathrm{r}\mathrm{e}\mathrm{f}} $分配给悬浮模块和主模块，悬浮模块参考输出电压记为$ {V}_{\mathrm{r}\mathrm{e}\mathrm{f}\_\mathrm{f}} $，主模块参考输出电压记为$ {V}_{\mathrm{r}\mathrm{e}\mathrm{f}\_\mathrm{c}} $。具体的控制策略如图5所示。

后级通过两个H桥串联的方式，可以实现电源的三电平输出，以降低电源纹波；同时，采用移相倍频的调制方式(主模块和悬浮模块内部桥臂移相180°，两个模块之间移相90°)，增大输出等效频率(4倍开关频率)，可提升电源动态响应，进一步减小输出电流纹波。

在放电阶段，即脉冲电流的上升段和平顶段，悬浮模块和主模块同时向负载放电，两个模块输出电压之和为负载所需总参考输出电压$ {V}_{\mathrm{ref}} $。令悬浮模块参考输出电压为

则主模块参考输出电压为

式中$ k $为放电比例系数，表述悬浮模块参考输出电压$ {V}_{\mathrm{r e f}\_\mathrm{f}} $在负载所需总参考输出电压$ {V}_{\mathrm{r e f}} $中的占比。

在一个脉冲电流周期内，悬浮模块电容电压以及输出电流的对应波形如图6所示。假设在脉冲电流下降段的某个瞬间,输出电流瞬时值为$ I $，悬浮模块电容电压瞬时值为$ {U}_{\mathrm{f}} $，该瞬间到放电结束的预估剩余时间为$ {t}_{0} $，放电结束时电容电压回到预设最大值$ {{U}_{\mathrm{f}}}_{\_\mathrm{max}} $。

根据H桥电压电流特性^[12]，在反向充电阶段的任意时刻，悬浮模块参考输出电压$ {V}_{\mathrm{ref}\_\mathrm{f}} $与直流电容电压${U}_{\rm f}$存在正比关系，即

同理，在当前瞬间至电流下降段结束期间的任意时刻，悬浮模块直流侧电容电流$ {I}_{\mathrm{f}} $满足：

式中D为悬浮模块参考占空比。

根据电容的特性方程可得：

式中$ {C}_{1} $为悬浮模块电容。对式(5)两边进行积分，并代入式(3)、(4)得到，悬浮模块直流电容电压在放电阶段任意瞬间满足：

又根据电流下降段曲线可得预估时间$ {t}_{0} $：

将式(7)代入式(6)，可以得到悬浮模块参考占空比D计算公式为

在得到悬浮模块参考占空比D后可得，在反向充电阶段，悬浮模块以及主模块的参考电压分配关系如下：

数字控制器采用DSP芯片TMS320F28377D作为核心器件^[13]，实现电源所有控制功能，控制器实物图如图7所示。控制器采用1路18位高精度ADC(AD7634)采集经600A高精度DCCT转换得到的输出电流信号，以实现电路闭环控制；直流侧电容电压、电网侧三相电压及三相电流由8通道的16位低精度ADC(AD7606)采集。控制器共可提供20路PWM波信号，利用其中8路PWM波，经驱动电路后控制H桥IGBT的开通与关断。电源输出电流、直流侧电容电压等数据均可存储在外部SRAM芯片中，以便进行后续数据处理和分析^[14]。

利用Plecs仿真软件搭建悬浮拓扑结构模型，对其原理进行仿真验证^[15]。仿真参数如表1所列。

为验证算法原理的正确性以及可重复性，在放电阶段分别取悬浮模块放电比例系数$k=0.4,\,0.5,\,0.6$，以3个脉冲周期波形进行仿真。悬浮模块的直流电容电压与电源输出电流仿真波形如图8所示。

从图8中可以明显看出，在不同放电比例系数下，电源输出电流一致，悬浮模块电容电压在电源输出电流的上升段和平顶段下降，在下降段上升。对比不同放电比例系数下悬浮模块母线电压值，当放电比例系数越大，悬浮模块直流电容电压在放电段下降越多，但总会在反向充电阶段将电压充回初始值170 V，验证了控制策略的正确性。在3个脉冲电流周期内，其波形一致，重复性良好。

在不同放电比例下，主模块直流电容电压波形如图9所示。可以明显看出，在脉冲电流的下降段，不投入悬浮模块时主模块的直流电容电压会有50 V左右的起伏，原因是下降段负载馈能全部反馈到了主模块的直流侧，导致电容电压上升；而投入悬浮模块后主模块直流母线电压最大只有10 V左右的波动，有效地抑制了主模块的直流电压波动。

为验证实际的算法效果，搭建数字电源平台进行实验测试，硬件平台如图10所示，电源采用4U机箱结构。主模块前级部分采用380 V交流进线，经过380 V/130 V变压器，为电源提供130 V交流电。主模块的前级整流暂采用二极管整流方式，整流后主模块母线电压约为175 V。IGBT选择600 A/1200 V规格，型号为FF600R12ME4，开关频率为10 kHz。在电源软启动阶段，样机通过输出10 A直流电流将悬浮模块的直流侧C1电压充电到170 V。样机其他参数与表1中完全一致。

在实际测试中，放电阶段悬浮模块放电比例系数分别设置为$k=0.4,\,0.5,\,0.6$，通过连续4个200 A脉冲电流周期来验证算法的实际效果，实际测试所得的输出电流以及悬浮模块直流电容电压波形如图11所示。图11(a)、11(b)、11(c)均为示波器波形，图11(d)为控制器实时采集的数据波形。

与仿真结果类似，在实际样机测试结果中，样机的输出电流在不同放电比例系数下基本保持一致；脉冲电流下降段的负载馈能有效地存储在悬浮模块直流电容中，使直流电容电压在下降段结束时上升到预设值170 V，实现了无功能量的内部循环。不同于仿真波形，由于实际电源IGBT以及线路等效阻抗的存在，电源实际负载参数增大，在同等放电比例系数下，实际悬浮模块直流电容会放电更多。经实际样机测试验证，电源拓扑及控制策略可行。

粒子加速器的注入和引出过程集中发生在脉冲电流的平底段、上升段及平顶段，通常要求电源输出电流在粒子注入引出过程中的相对误差在±10⁻⁴内，对电流下降段指标无要求。如图12所示，在不同放电比例下，样机实测电流相对误差在±1.5×10⁻⁴内，基本达到目前加速器脉冲电源的工作指标，后续将进一步优化参数以提高输出精度。

在不同放电比例下，样机主模块直流电容电压如图13所示，从图中可以明显看出，在不加悬浮模块的工况下，主模块直流电容电压上下波动90 V左右，而加入悬浮模块后，主模块电容电压波动仅有30 V左右。悬浮拓扑有效地抑制了主模块直流电容电压的波动，提高了直流电容的稳定性以及电源的安全性。

样机的电网侧瞬时功率如图14(a)所示，电流上升段局部放大图如14(b)所示。在脉冲电流的上升段，阻感负载从电网吸收大量无功功率，对电网产生冲击，而在引入悬浮模块后，峰值功率减小了20%左右，实现了无功能量的内部循环，有效地减少了负载在上升段吸收的电网无功功率，从而减小对电网的冲击。

本文设计了一种基于悬浮拓扑结构的重离子加速器脉冲电源，并通过仿真和样机对电源拓扑和工作原理进行了验证，结果表明该拓扑结构可减少有效地前级整流模块，利用储能电容平衡感性负载的无功。在脉冲波形上升段储能电容释放能量满足负载感性无功需求；下降段将负载馈能存储在电容中以提供下一周期上升段使用，有效地实现了无功能量的内部循环，减小了上升段从电网抽取无功对电网造成的冲击，从而有效地减小了主模块直流电容电压波动及上升段负载吸收无功功率时对电网的冲击。同时，该拓扑依然可实现H桥级联多电平拓扑和移相倍频控制，可提升电源的动态响应，并降低电源的输出电流纹波。

本文工作为重离子加速器脉冲电源再利用磁铁负载反馈能量提供了理论和技术支撑。下一步：首先，将加入输出滤波电容，继续优化算法及参数，以进一步提升电源输出指标；其次，加入前级矢量整流环节实现对前级充电能量的控制，实现对网侧能量的精确控制，以实现加速器电源的高效、绿色运行。